1 引言

随着信息化程度的日益提高，电器、通讯、工业控制、计算机等领域的发展对电源提出了越来越高的要求，特别是在高位数模与模数、精密仪器与仪表、敏感器件等诸多应用领域里对电源不断提出苛刻的要求，电压调制器向高精度发展已经成为一种趋势[1，2]。

制约线性稳压源精度的关键是线性稳压源需要使用能隙结构的电压基准来稳压芯片提供参考电压。理想的能隙结构产生的参考电压应该具有零温度系数，但是实际上的能隙参考电压能有一定的温度系数（约100×10-6℃），由于低压差线性稳压芯片属功率器件，在使用过程中的发射将会使芯片工作在较高温度下，而在高温下能隙参考电压会有更大的漂移，这一电压漂移将达到数十毫伏，甚至更高，在高精度应用领域里，许多场合对电压精度的要求已经达到毫伏级，能隙参考的数十毫伏的温度漂移对这些应用场合来说是致命的。

目前，国内外对于低压差（LDO）线性稳压源温度系数的研究进展大致分为3类：第一类是普通未加温度补偿（curvature-compensated）情况下温度系数约为100×10-6℃，第二类使用普通补偿技术，其温度系数约为30×10-6℃，第三类为国际上最尖端的温度补偿技术，其温度系数可以降至5×10-6℃[3-5]。

文中介绍的提高稳压精度的技术克服了能隙结构在高温时的温度漂移，通过双极工艺流片，测试结果显示本稳压芯片10℃-100℃范围内的电压漂移小于6mV。温度系数为20.2×10-6℃，大大低于没有温度补偿时的100×10-6℃，达到了国际上较先进的水平。特别是该技术电路模拟仿真结果显示在10℃-100℃温度范围内温度漂移小于1mV，温度系数为3.37×10-6℃，低于国际上最尖端的5×10-6℃的温度系数，这里在仿真和流片验证的技术上进一步分析了仿真结果和流片测试结果之间存在差距的原因。

2 芯片简介

本芯片为3端大功率低压差现行稳压器，提供5种电压（1.5V、1.8V、2.85V、3.3V、5.0V）输出的系列芯片，由于芯片结构完全相同，只是在输出部分用电阻比例调节了输出电压，故文中设定电源电压为5.5V，并以3.3V电压输出芯片为例进行讨论，芯片电路的误差放大部分由2个放大器组成，一个同相放大器，一个反相放大器。两个放大器在调整管基极（达林顿结构）连接，共同控制调整管的注入电流，以实现对输出电压的调整。

本芯片输出驱动能力达到1A，线性调整率和负载调整率都在2%以内，芯片在通常使用温度范围内（10℃-100℃）温度系数约为20×10-6℃。

3 能隙基准的问题及解决方案

本芯片参考电压电路采用的是二管能隙结构（如图1所示），并使用了温度补偿技术解决了高高温时的输出电压漂移，标有"补偿"的线为温度补偿线。

理想情况下，VREF（参考电压）温度曲线的斜率应该是0，但在实际应用中（VREF一般工作温度在-50℃-125℃（VREF的温度曲线存在一个固有的弯曲（如图2），这个弯曲斜率较大。且温度越高，温度系数也越大，从而使得在高温区VERF有了较大漂移[6]。从图2的仿真波形也可以看出，越高温时波形斜率越大，即电压的温度漂移越大。

而以下结构可以解决高温时的基准电压漂移问题（如图3），通过调节电路的参数，补偿电路可以在一定的温度下产生一个随温度升高而逐渐增加的注入电流，这个电流注入R22（图1中的）后可以抬高参加电压的电位，以补偿高温时参考电压的漂移，从而实现了高温补偿，维持了参考电压在大温度范围内的稳定。

如图3所示：电路中的Qc1和Cc2为温度补偿电路提供偏置，且注入的电流为PTAT，电路正常工作时电流支路共有3路：

支路一：Qc1→Rc3→Qc4→Rc5

支路二：Qc1→Qc3

支路三：Qc2→Rc2→Qc5

其中Qc4和Qc5的基极电位相同，而Rc5为小电阻，其压降很小，只起稳定作用，故两管的发射极电位也相等，所以流过Qc4和Qc5的电流取决于两管得发射极面积比，也就是说支路一和支路三的电流成比例，而该电路中Qc1流过的电流要大于Qc2，故Qc1注入的多余电流通过Qc4放掉。也就是说Qc4起了"泄流"的作用， Qc6和Qc7管的BE结的电压VBE6=Irc为3×Rc3，低温时Irc3电流较小，所以VBE6值较小，Qc6不导通。

当温度升高时，由于Qc1和Qc2注入的为PTAT电流，各支路的电流也随温度逐渐增大，VBE6也逐渐增大，当VBE6增大到大于Qc6的阈值电压时，Qc6开始导通，Qc7的基极和发射极电位与Qc6相同，故Qc7也开始产生电流，随着温度升高而增大的Qc7的电流流入能隙电压参考的R22电阻，从而实现参考电压的温度补偿，由于支路一和支路三的电流视始终成比例，"额外"的温度补偿电流则来自"泄流"通路--支路二，故"泄流"通路将会为温度补偿提供电流，其电流就会随着温度补偿的产生而逐渐减小。

当VBE6随温度线性增加时，其发射极电流Ie6与VBE6呈指数关系。为了防止Ic6随VBE6过于剧烈增大，在Qc6的发射极串入了电阻RC4，当Qc6导通时，Rc4上流过电流从而产生压降Vrc4，降低Qc6的发射极电位从而限制了Qc6的电流的剧烈变化。

通过适当的调节Rc4的值，可以获得满意的电流增大斜率，通过适当的调节Rc3的值，就可以选择在一定的温度时开始产生补偿电流，即可以通过调节Rc3的阻值来选择温度补偿的起点。Qc6和Qc7的电流比等于它们的发射极面积比，故通过适当地调节两管的发射极面积比，就可以选择合适的补偿电流的大小。 本芯片电路使用双极工艺模型Spectre仿真得到以下仿真结果：

（1）未使用温度补偿技术时如图2（芯片以3.3V输出电压为例）。

（2）使用温度补偿技术如图4（芯片以3.3V输出电压为例）。

从上面波形可以看到：10℃和100℃之间，补偿前的输出电压温度漂移姐接近20mV，而补偿后的输出电压的温度漂移小于1mV，可见，只有适当的选择参数，温度补偿电路可以大大改善输出电压的温度漂移，其他温度段的漂移其实可以通过类似的方法修正，从而可以用分段修正的方法使整个输出电压的温度曲线变直，如果对精度有更进一步的要求，甚至可以采用二阶乃至三阶的补偿来修正，使整个输出的电压温度曲线的弯曲消失。

在经过双极工艺流片得到芯片实测温度特性如图5所示。

从图5中可以看到输出电压具有非常好的温度特性。10℃和100℃之间，输出电压的温度漂移小于6mV，比未加补偿时的20mV漂移有显著的改善。

该测试结果与补偿后的1mV的仿真值有一定的差距，经分析有以下几点原因：

（1）芯片电路在做仿真时假定全电路都工作在同一温度下，而实际上稳压芯片工作时会发热，各模块电路存在着"等温线"。

（2）电路中的电阻温度系数虽然较小，但仍具有一定量级，而本芯片分析时忽略了这一系数，故造成一定误差。

（3）Spice模型和仿真工具的精度不够，也存在一定的误差。

4 结论

本芯片使用的温度补偿技术可以克服制约稳压精度提高的主要因素--温度漂移，能显著提高稳压芯片的电压精度尤其是能大大改善高温部分的温度特性，经过双极工艺流片显示，本芯片中针对能隙基准采用的温度补偿技术可以使芯片在通常使用的温度范围（10℃和100℃之间）将输出电压的温度系数从普通芯片的100×10-6℃降至20.2×10-6℃。